新型五电平逆变器及其控制研究

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【作者】 王成智  邹云屏  金红元  张允  丁凯 

【关键词】逆变器 重复控制 状态反馈 降维观测器 总谐波畸变率 

【出版日期】2005-04-25

【摘要】分析了一种新型的单相五电平逆变器电路拓扑结构及其工作原理,针对这种逆变器控制特性提出了加入逆变器电容电流状态反馈的重复控制方案;为方便电容电流检测,提出了使用降维状态观测器进行状态观测的方法;通过仿真研究和实验表明,这种新型五电平逆变器电路结构简单,电路的总谐波畸变率小,接入非线性负载,输出波形失真度小。

【刊名】通信电源技术

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0引言逆变器是一种用来将输入直流电转换成输出的交流电的电源设备,被广泛地应用在静止同步补偿器(STATCOM)和综合潮流控制器(UPFC)、不间断电源(UPS)以及各种电机的调速系统中。本文引入了一种新型的单相五电平拓扑电路针对这种电路,提出了一种加入电容电流状态反馈的重复控制方法,由电容电流状态反馈来改善逆变器的控制特性,通过电流内环对负载的扰动产生控制作用,由重复控制器构成的电压外环则主要用来保证输出电压的波形质量。在此控制方式下,逆变器获得了较好的输出波形,输出精度高,静差小,总谐波畸变率小。1新型五电平电路的拓扑演化及工作原理1.1电路演化这种新型的多电平拓扑是在传统全桥逆变器的基础上,在左侧桥臂加入了一个同输入电源的中点相连的开关管。图1(a)左部分是新型三电平半桥逆变器,假定直流侧电压UDCA=2E,C1A、C2A选取同样的电容,这样UC1A=UC2A=E,逆变器可以输出三种电平:E,0,-E。图1(a)右部分是传统半桥逆变器,假定它的直流侧电压UDCB=2E,电容电压UC1B=UC2B=E,逆变器输出两种电平:E,-E,假定:C1A=C1B=C2A(a)新型半桥逆变器拓扑(b)新型五电平逆变器拓扑图1新型五电平逆变器的拓扑演化=C2B。按虚线将图1(a)左右两个逆变器连接起来就能获得如图1(b)所示的新型五电平逆变器。由图得:UAB=UAO-UBO(1)逆变器就可以输出Ud,12Ud,0,-12Ud,-Ud五种电平值。如果按照逆变器的输出电压大小和输出电流的方向来划分,可以将电路分成十种工作模式,如表1所示。通过恰当的调制方式,该逆变器就可以输出五电平的SPWM波形。新型五电平逆变器若采用调制比为1,对其输出电压波形进行300次以内谐波进行计算,THD为20.66%,而传统的全桥逆变器在同样条件下,THD为45.81%,输出波形明显劣于五电平逆变器。通信电源技术表1五电平电路工作模态模态输出电压电流方向导通元件1Ud+S2、S52Ud-D5、D8312Ud+D1、S1、D4、S5412Ud-D2、S1、D3、D850+D6、S560-S3、D87-12Ud+D1、S1、D4、D78-12Ud-D2、S1、D3、S49-Ud+D6、D710-Ud-S3、S41.2SPWM调制方式如前文所述,逆变器的右桥臂输出12Ud、-12Ud两种电平,而左半桥臂输出0,12Ud、-12Ud三种电平值。只有当UAO<12Ud时,左边桥臂才不会出现超调。所以,当Udsinωt≥0时,必须使UBO<0,也就是UBO=-12Ud,才满足UAO=UAB+UBO<12Ud,由此可以推出在一个参考周期内,右桥臂输出的电平必须是对称的方波。右桥臂输出简单波形有利于整个系统的控制,在一些场合右桥臂可以选用开关频率不是很高的器件。为了让系统输出比较好的正弦波,选用正弦脉冲宽度调制法(SPWM)的方法,即用一个正弦参考波和两个同相位、同幅值的三角波进行比较,得到的输出波形和各开关管的参考波形如图2所示。从图2可以看出,右桥臂的开关频率较低,在一个周波内互补导通180°,验证了对这种不平衡电路的推论。S1的开关最为频繁,开关损耗最大,需要选用开关特性较好的器件。图2新型五电平逆变器SPWM波调制方法1.3与其它五电平逆变器的比较新型五电平电路最明显的优势在于开关器件的节省。通过表2将它与和其它五电平逆变器所使用的元件数进行比较。表2五电平逆变器使用元件数目比较单位:个五电平逆变器类别电源开关二极管电容新型逆变器1542二极管钳位1842级联型2800电容悬浮式18010电压自平衡12004新型五电平开关器件最少,这既节约了设备成本,又给逆变器的控制带来很多便利,有利于提高整个系统的开关频率。2逆变器控制方式整个系统的控制采用重复控制加电容电流状态反馈,由重复控制器构成的外环来控制输出波形的质量,由电流状态反馈内环来保证逆变器的响应速度。图3为整个控制系统的结构框图。图3控制系统结构框图2.1状态反馈逆变器难以控制的主要原因在于它是阻尼相当低的二阶系统,可以通过引入状态反馈来增大系统的阻尼,进而改善整个逆变器的控制特性。首先,忽略死区的影响,可以认为逆变器在中低频段的传递函数为常数1,若把电流反馈系数定为ki,则将控制对象的传递函数简化为p(S)=1lcS2+(r+ki)cS+1(2)而不加入电流的内环,系统的传递函数可以表示为p(S)=1lcS2+rcS+1(3)从式(2)、(3),可以看出,通过增加电流的内环,相当于增加了系统的阻尼系数。从图4可以看出,只要合理的设置系统的状态反馈系数ki,就可以有效地抑制二阶系统谐振的峰值大小,这样就可以避免使用较难设计和实现的梳状滤波器。图4逆变器的幅频响应引入电容电流状态反馈就需要获得电容电流的状态值,但它的谐波含量非常丰富,若使用测量元件对流过电容的电流进行直接检测,对测量元件和处理器的A/D转换模块的处理速度都提出了相当高的要求;而引入控制理论中状态观测器可以减小投资,在保证反馈快速性的同时也滤除了高次谐波,提高了系统的稳定性和稳定精度。2.2降维观测器的设计首先,根据逆变器的电路结构,可以将输出部分简化成如图5所示的结构。图5中,将逆变器的死区、连接线和连接节点的电阻综合成电阻R,将逆变器的输入电压指令视为UREF,将负载的影响视为一个并联在电容两端的电流源I,这样得到逆变器的状态空间模型为:图5电路输出部分简化结构iL uC=-rL-1L1C0iL uC+01L-1C0I UREF y=[01]iLuc(4)如果采用电容电流为状态量的话,将会出现负载电流的倒数项,这样会给观测器的设计带来很大的不便,所以选择将电感电流和负载电流相减得到电容电流。根据现代控制理论降维观测器的设计方法,可以得到W=(A11-GA21)W+[(A11-GA21)G+(A12-GA22)]y+(B1-GB2)u^iL=W+Gy(5)根据需要配置的极点S1,得到G=A11-S1A21=-CLr-S1C(6)把求得的G值带入式(5)可以得到状态观测器的各个参数W=S1W-(rS1C+1L+S12C)uc-(rL+S1)I+1LUREF^iL=W-(CLr+S1C)uc(7)观测器的极点配置在控制的二阶系统截至频率之后,状态观测器的结构框图如图6所示。观测器的电流跟踪波形如图7所示,图中谐波成分较丰富的波形是实际电容电流,颜色加深的波形是观测器观测波形,可以看出观测器对状态参量的跟踪性很好,获得的观测器波形也较原来的状态量波形平滑,从而可以避免处理器的运算量过大。图6逆变器状态观测器结构框图图7状态观测器对实际电容电流的跟踪2.3重复控制器的设计整个重复控制器包括重复信号发生器G(z)、相位补偿环节C(z)和增益Kr。从图(3)可得误差信号e(z)和输入信号r(z)、负载简化成的干扰信号d(z)的关系式e(z)=(1-p(z))(zN-Q(z))zN-(Q(z)-KrzKp(z))r(z)+Q(z)-zNzN-(Q(z)-KrzKP(z))d(z)(8)根据重复系统的稳定条件[3],得到系统必须满足Q(ejωT)-KrejωKTP(ejωT)<1ω∈[0,π/T](9)重复信号发生器实际上就是对系统的误差信号引入正反馈环节G'(z)=11-z-N,改善后的重复信号发生器还加入无相移的梳状滤波器Q(z)=z+2+z-14,在中高频段它的幅值减小,这样提高了系统的稳定性,但是减小了系统的谐波抑制能力。增益Kr通常设定为1,增益减小可以增加系统的稳定裕度,但是减缓了误差信号e(z)的收敛速度。Q(z)-KrzKp(z)的Nyquister曲线图(图8所示)可以验证这种观点。图8Q(z)-KrzKp(z)的Nyquister曲线通过比较相位补偿环节C(z)=zK和控制对象P(z)的Bode图,为获得最好的相位补偿效果可以选定常数K。3仿真与实验分析对该系统采用Matlab软件进行仿真,输入的指令信号为200V50Hz的交流信号,发生器的滤波器Q(z)=z-1+2+z4,Kr=1,C(z)=z2,输出滤波器采用的电感为0.6mH,电容为100μF,将逆变器的死区带来的影响和连接线、连接点的电阻等效成输出电感上串联的一个电阻R=0.5Ω,这样逆变器的模型由原来的无阻尼系统变成了有阻尼系统;也可采用实际测量的方法,找出中低频段逆变器实际等效的数学模型。将电感、电容等参数代入式(7)得到降维观测器的所有参数,这样构成了整个逆变器的控制系统图。从图9可以看到即使接入非线性负载,系统输出的波形质量依然良好,对它进行谐波分析,输出电压为200.2V,THD为0.46%;接上非线性整流负载,系统误差的收敛波形如图10所示,仿真研究表明滤波器Q(z)的设计和参数Kr的选定对误差的收敛速度和精度有很大影响。图11表示负载从100Ω突变到5Ω系统的电压和电流波形,从而验证了系统有良好的动态特性。实验中选用TMS320F240为控制芯片,输出滤波电感为1.25mH,输出滤波电容为20μF,开关频率为10kHz,开关死区设定为2μs,调制比选取0.75。逆变器的输出电压波形如图12所示,通过WAVESTAR对它进行51th的谐波分析,它的THD为0.6%;图13为逆变器的PWM输出波形。图14为加入重复控制器后的电压、电流波形。输出电压THD为0.8%。图9接非线性负载电容电压和负载电流波形图10接非线性负载误差e(t)波形图11突加负载电容电压和负载电流波形图12新型五电平逆变器输出电压波形图13新型五电平逆变器输出PWM波图14加入非线性负载逆变器输出电压和输出电流4结论通过前面的仿真和实验研究,我们可以得到下面的结论:(1)新型五电平逆变器电路结构简单,控制方便,在同样开关频率下输出波形质量优于传统的全桥逆变器。(2)传统的重复控制器同电容电流状态反馈可以很好的配合,加快了整个控制系统的反应速度;电容电流反馈的加入改变了逆变器的控制特性,从而可以省略重复控制器中滤波器的设计。(3)相比全维控制器,降维控制器设计简单,实现起来比较容易,降低了处理器的成本。新型五电平逆变器及其控制研究@王成智$华中科技大学应用电力电子工程系!湖北武汉430074 @邹云屏$华中科技大学应用电力电子工程系!湖北武汉430074 @金红元$华中科技大学应用电力电子工程系!湖北武汉430074 @张允$华中科技大学应用电力电子工程系!湖北武汉430074 @丁凯$华中科技大学应用电力电子工程系!湖北武汉430074逆变器;;重复控制;;状态反馈;;降维观测器;;总谐波畸变率分析了一种新型的单相五电平逆变器电路拓扑结构及其工作原理,针对这种逆变器控制特性提出了加入逆变器电容电流状态反馈的重复控制方案;为方便电容电流检测,提出了使用降维状态观测器进行状态观测的方法;通过仿真研究和实验表明,这种新型五电平逆变器电路结构简单,电路的总谐波畸变率小,接入非线性负载,输出波形失真度小。[1]Sung JunPark.Anewsingle phasefive levelPWMin verteremployingadeadbeatcontrolscheme[J].IEEE Trans.PowerElectron.,2003(28):831834. [2]JoseRodriguez.MultilevelInverters:ASurveyofTo pologies,Controls,andApplications[J].IEEETrans.onIndustrialElectronics,,2002(49):724738. [3]张凯,康勇,陆健等.基于状态反馈和重复控制器的逆变电源研究[J].电力电子技术,2000(10):911. [4]陈宏,胡育文.采用重复控制器的逆变电源数字控制方案[J].南京航空航天大学学报,2002(12):580584. [5]熊蕊,

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